1.本发明涉及一种控制无刷永磁电机的方法。
背景技术：
2.了解无刷永磁电机转子的位置以及控制电压施加到无刷永磁电机相绕组的时间对于确保转子的正确旋转是很重要的。
技术实现要素：
3.根据本发明的第一方面，提供了一种控制无刷永磁电机的方法，该无刷永磁电机包括多个相绕组和用于将电压矢量施加到多个相绕组的逆变器，该方法包括监测流过第一相绕组的相电流以确定流过第一相绕组的相电流的过零点；基于所确定的流过第一相绕组的相电流的过零点来预测流过第二相绕组的相电流的极性；以及确定控制信号的时序以控制逆变器的开关来将电压矢量施加到相绕组，使用所预测的流过第二相绕组的相电流的极性来确定控制信号的时序。
4.根据本发明第一方面的方法可以是有利的，因为基于所确定的流过第一相绕组的相电流的过零点来预测流过第二相绕组的相电流的极性，并且使用所预测的流过第二相绕组的相电流的极性来确定用于控制逆变器的开关以向相绕组施加电压矢量的控制信号的时序。
5.具体地，通过基于所确定的流过第一相绕组的相电流的过零点来预测流过第二相绕组的相电流的极性，并且使用所预测的流过第二相绕组的相电流的极性来确定用于控制逆变器的开关以向相绕组施加电压矢量的控制信号的时序，可以确定控制信号将电压矢量施加到相绕组的正确时序，而不需要直接测量流过第二相绕组的电流。这可以消除对测量流过第二相绕组的电流的电流传感器的需要，这可以降低无刷永磁电机的部件成本。
6.当在按顺序施加电压矢量之间转换时，逆变器的开关状态被修改以向相绕组施加正确的电压矢量。典型的全桥逆变器具有布置在支路中的高边和低边开关，电机的每个相绕组具有一个支路，例如高边和低边开关对限定逆变器的一个支路。在任何时候，为了避免短路，逆变器的一个支路只能有一个开关接通。因此，在从逆变器支路中低边开关接通的配置转换到高边开关接通的配置之间存在强制死区时间，反之亦然。
7.虽然这种死区时间对于防止短路是必要的，但是已经发现，总的开关死区时间会导致在施加正确的电压矢量时的不期望的延迟，这可能会影响电机的性能。还发现，由硬件和软件延迟引起的总开关死区时间可以根据开关发生时电流流过电机相绕组的方向而变化。通过采用上述方法，其中使用预测的流过第二相绕组的相电流的极性来确定控制逆变器的开关以向相绕组施加电压矢量的控制信号的时序，可以补偿总开关死区时间，例如通过基于在开关将要发生时电流流过电机的相绕组的方向，相对于传统的控制信号时序提前或延迟控制信号。这可以导致使用中的电机的更精确和可靠的操作。
8.该方法可以包括确定流过第一相绕组的相电流的过零点的过渡极性，以及基于所
确定的流过第一相绕组的相电流的过零点的过渡极性来预测流过第二相绕组的相电流的极性。例如，该方法可以包括在流过第一相绕组的电流从正极性向负极性转变期间确定过零点，并且基于所确定的过零点预测流过第二相绕组的相电流的极性。该方法可以包括在流过第一相绕组的电流从负极性向正极性转变期间确定过零点，并且基于所确定的过零点预测流过第二相绕组的相电流的极性。
9.该方法可以包括使用所确定的流过第一相绕组的相电流的过零点来确定控制信号的时序，以控制逆变器的开关，从而将电压矢量施加到相绕组。
10.逆变器可以包括多个高边开关和多个低边开关，并且控制信号的时序可以基于是否需要从低边开关到高边开关或者从高边开关到低边开关的转换来确定，以将电压矢量施加到相绕组。已经发现，死区持续时间可以是低边开关是否被接通和高边开关是否被断开的函数，反之亦然，并且将控制信号的时序基于这样的因素可以使得总开关死区时间能够被补偿，例如通过相对于传统的控制信号时序提前或延迟控制信号。
11.控制信号的时序可以基于要施加到相绕组的电压矢量来确定。已经发现，死区持续时间可以取决于要施加到相绕组的电压矢量，并且将控制信号的时序基于这样的因素可以使得能够补偿总开关死区时间，例如通过相对于传统的控制信号时序提前或延迟控制信号。
12.控制信号的时序可以基于希望将电压矢量施加到相绕组的电周期的一部分来确定。已经发现，死区持续时间可能取决于电周期中期望将电压矢量施加到相绕组的部分，并且将控制信号的时序基于这样的因素可以使得能够补偿总开关死区时间，例如通过相对于传统的控制信号时序提前或延迟控制信号。
13.该方法可以包括将电机的电周期分为第一部分和不同于第一部分的第二部分，在电周期的第一部分中向相绕组施加第一组电压矢量，在电周期的第二部分中向相绕组施加第二组电压矢量，第二组电压矢量不同于第一组电压矢量，接通逆变器的低边开关以将第一组电压矢量中的每个电压矢量施加到相绕组，并且断开所有低边开关以将第二组电压矢量中的零电压矢量施加到相绕组。
14.通过接通低边开关以施加第一组电压矢量的每个电压矢量，低边开关在电周期的第一部分期间总是接通的，这可以使得能够确定指示流过第一相绕组的电流的电流值，例如通过测量低边开关两端的电压。这对于控制方案可能是有益的，例如，其中需要这样的电流值来确定无刷永磁电机的转子位置。
15.此外，由于所有低边开关被断开以施加第二组电压矢量中的零电压矢量，第二组电压矢量包括不存在于第一组电压矢量中的电压矢量，因此可以允许在电周期的第二部分中增加控制的灵活性，例如在不需要确定指示流过第一相绕组的电流的电流值来确定无刷永磁电机的转子位置的情况下。
16.该方法可以包括接通同一低边开关以施加第一组电压矢量中的每个电压矢量。这可以使得能够仅使用单个电流监测器来确定指示流过相绕组的电流的电流值。
17.该方法可以包括接通所有高边开关以施加第二组电压矢量的零电压矢量。通过断开所有低边开关和接通所有高边开关获得的零电压矢量可能不在第一组电压矢量中。
18.该方法可以包括接通所有低边开关以施加第一组电压矢量中的零电压矢量。该方法可以包括接通所有低边开关以施加第二组电压矢量中的另一个零电压矢量。在电周期的
第二部分中使用两个零电压矢量可以在电周期的第二部分中对流过相绕组的电流提供更好的控制，例如，通过在电周期的相同部分中施加两个不同的零电压矢量，能够减小峰间电流纹波。峰间电流纹波的减小可以减小转子中感应的涡流，与仅可施加单个零电压矢量的电周期的第一部分相比，这可以导致转子温升减小。
19.第二组电压矢量可以包括比第一组电压矢量更多的电压矢量。这可能意味着，在电周期的相等大小的部分上测量，施加第二组电压矢量期间的有效开关频率大于施加第一组电压矢量期间的有效开关频率。因此，通过在电周期期间使用第一和第二组电压矢量的组合，与在电周期期间单独使用第一组电压矢量相比，可以实现更大的有效开关频率。更大的有效开关频率可以减小峰间电流纹波，因此可以减小转子温升。
20.此外，已经发现，相对于电周期的第一部分中每个开关周期的电压矢量的数量，在电周期的第二部分中每个开关周期使用更大数量的电压矢量会导致所得转子轴功率的不平衡。通过补偿总开关死区时间，例如通过相对于传统控制信号时序提前或延迟控制信号，以前述方式，可以在电周期的第一和第二部分实现更平衡的转子轴功率。
21.该方法可以包括在第一序列中施加第一组电压矢量和在第二序列中施加第二组电压矢量，第一序列包括在第一序列的中点处施加的非零电压矢量，第二序列包括在第二序列的中点处施加的零电压矢量。以这种方式，与电周期的第一部分相比，在电周期的第二部分中可以减小峰间电流纹波，并且与在整个电周期中利用第一组电压矢量的控制方案相比，可以实现减小的转子温升。
22.第一和第二序列可以在它们各自的电周期的第一和第二部分中重复，例如在电周期的第一部分中多次施加第一序列，在电周期的第二部分中多次施加第二序列。第一和第二序列中的相邻电压矢量可以仅通过单个开关状态而变化，例如通过单个开关接通或断开来在第一和第二序列中的相邻电压矢量之间移动。第一和第二序列可以关于它们各自的中点对称。第一序列内的电压矢量的施加时间可以在第一序列的不同施加之间变化，和/或第二序列内的电压矢量的施加时间可以在第二序列的不同施加之间变化。
23.无刷永磁电机可以包括具有三相绕组的三相无刷永磁电机，并且逆变器可以包括具有三个高边开关和三个低边开关的三相逆变器。
24.该方法可以包括在电周期的第一部分中采用五步空间矢量脉宽调制来施加第一组电压矢量，并且在电周期的第二部分中采用七步空间矢量脉宽调制来施加第二组电压矢量。通过在电周期期间使用五步和七步空间矢量脉宽调制的组合，与在电周期期间单独使用五步空间矢量脉宽调制相比，可以实现更大的有效开关频率。更大的有效开关频率可以减小峰间电流纹波，因此可以减小转子温升。五步空间矢量脉宽调制可以包括在一个开关周期期间施加五个电压矢量的序列，例如发生四个开关事件来施加五个电压矢量。所施加的五个电压矢量的序列可以包括重复的电压矢量，例如在序列中不止一次地施加相同的电压矢量。七步空间矢量脉宽调制可以包括在一个开关周期期间施加七个电压矢量的序列，例如发生六个开关事件来施加七个电压矢量。所施加的七个电压矢量的序列可以包括重复的电压矢量，例如在序列中不止一次地施加相同的电压矢量。
25.此外，已经发现，使用五步和七步空间矢量脉宽调制的组合会导致所得转子轴功率的不平衡。通过补偿总开关死区时间，例如通过相对于传统控制信号时序提前或延迟控制信号，以前述方式，可以在电周期的第一和第二部分实现更平衡的转子轴功率。
26.电周期的第一部分可以包括120度的电周期，电周期的第二部分可以包括240度的电周期。因此，指示流过相绕组的电流的电流值的确定可以在电周期的第一部分中获得，其中电周期的第二、更大的部分能够实现更大的控制，以相对于电周期的第一部分减小峰间电流纹波。
27.监测流过第一相绕组的相电流包括监测与低边开关串联连接的电阻器两端的电压，该低边开关被接通以在电周期的第一部分中施加第一组电压矢量中的每个电压矢量，并且该方法包括使用所监测的电压确定指示在电周期的第一部分中流过第一相绕组的电流的电流值。这可以提供用于确定电流值的简单机制，该电流值表示在电周期的第一部分中流过第一相绕组的电流。
28.该方法可以包括使用所确定的电流值来估计无刷永磁电机的转子的位置，该电流值指示在电周期的第一部分中流过第一相绕组的电流。
29.该方法可以包括获得指示施加到电机的第一相绕组的电压的参考电压值，使用确定的电流值和参考电压值计算第一相绕组中感应的反电动势的相位，使用计算的相绕组中感应的反电动势的相位确定第一相绕组中感应的反电动势的过零点，以及基于确定的过零点生成转子位置信号。
30.无刷永磁电机的反电动势可以具有基本上正弦的形式，并且可以从过去的测量或模拟或者从实时计算中获得在相绕组中感应的反电动势的幅度和频率。通过使用测量的电流值和参考电压值计算在相绕组中感应的反电动势的相位，该信息然后可以与已知的幅度和频率结合使用，以提供在相绕组中感应的反电动势的波形的相对精确的表示。在相绕组中感应的反电动势波形的表示然后可以用于确定在相绕组中感应的反电动势的过零点，并因此生成转子位置信号。
31.在相绕组中感应的反电动势的过零点意味着在正极性反电动势值和负极性反电动势值之间的转换期间反电动势值达到零的点，反之亦然。
32.该方法可以包括当相绕组中感应的反电动势处于过零点时，确定无刷永磁电机的转子的对准位置。对准位置是指转子在由电机限定的两个相反磁极之间对准的位置，例如附接到转子的永磁体在由电机定子限定的两个相反磁极之间对准的位置。
33.该方法可以包括当相绕组中感应的反电动势处于过零点时，确定0电角度的转子位置。
34.第一相绕组中感应的反电动势的相位可通过以下公式计算：
[0035][0036]
其中e
phx
是在相绕组x中感应的反电动势，l
selfphx
是第一相绕组x的自感系数，l
mutualphx
是第一相绕组x与电机的其他相绕组的互感系数，i
phx
是表示流过第一相绕组x的电流的电流值，r
phx
是第一相绕组x的电阻，v
phx
是表示施加到第一相绕组x的电压的参考电压值。
[0037]
使用计算的在第一相绕组中感应的反电动势的相位来确定在第一相绕组中感应的反电动势的过零点可以包括确定在第一相绕组中感应的反电动势的过去的过零点，并且基于所确定的过零点生成转子位置信号可以包括基于过去的过零点生成转子位置信号。
[0038]
使用计算的在第一相绕组中感应的反电动势的相位来确定在第一相绕组中感应
的反电动势的过零点可以包括确定在第一相绕组中感应的反电动势的未来过零点，并且基于所确定的过零点生成转子位置信号可以包括基于未来过零点生成转子位置信号。
[0039]
基于所确定的过零点产生转子位置信号可以包括基于所确定的过零点更新预先存在的转子位置信号。
[0040]
当在第一相绕组中感应的反电动势处于过零点时，确定无刷永磁电机的转子的对准位置可以包括当反电动势处于过去的过零点时，确定转子的过去的对准位置。例如，使用计算的在相绕组中感应的反电动势的相位来确定在第一相绕组中感应的反电动势的过零点可以包括确定在第一相绕组中感应的反电动势的过去的过零点。这可以允许提供给无刷永磁电机的控制器的转子位置信号在已经确定过去的过零点之后被更新。
[0041]
当第一相绕组中感应的反电动势处于过零点时，确定无刷永磁电机的转子的对准位置可以包括当反电动势处于未来过零点时，确定转子的未来对准位置。例如，使用计算的在第一相绕组中感应的反电动势的相位来确定在相绕组中感应的反电动势的过零点可以包括确定在相绕组中感应的反电动势的未来过零点。
[0042]
在第一相绕组中感应的反电动势可以包括正弦波形，例如具有幅度和频率。确定第一相绕组中感应的反电动势的过零点可以包括利用计算的第一相绕组中感应的反电动势的相位、代表第一相绕组中感应的反电动势的幅度的幅度、以及代表第一相绕组中感应的反电动势的频率的频率中的任意一个或任意组合。
[0043]
代表第一相绕组中感应的反电动势幅度的幅度可以包括预定幅度，和/或代表第一相绕组中感应的反电动势频率的频率可以包括预定频率。例如，预定幅度和/或预定频率可以通过先前的测量或模拟获得，并且可以存储在无刷永磁电机的控制器的存储器中。代表在第一相绕组中感应的反电动势的幅度的幅度可以包括例如实时计算的计算幅度，和/或代表在第一相绕组中感应的反电动势的频率的频率可以包括例如实时计算的计算频率。代表在第一相绕组中感应的反电动势幅度的幅度和/或代表在第一相绕组中感应的反电动势频率的频率可以是速度相关的。例如，无刷永磁电机转子的较高转速会导致较大的幅度和/或频率。
[0044]
计算在第一相绕组中感应的反电动势的相位可以包括对以下公式进行积分：
[0045][0046]
以获得代表积分反电动势的关系。
[0047]
计算在第一相绕组中感应的反电动势的相位可以包括将积分反电动势等同于表示在相绕组中感应的反电动势的正弦波形的积分。
[0048]
该方法可以包括利用在第一相绕组中感应的反电动势的确定过零点来计算转子的电周期。该方法可以包括利用在第一相绕组中感应的反电动势的确定过零点来计算转子的速度。该方法可以包括利用在第一相绕组中感应的反电动势的确定过零点来产生表示转子连续位置的信号。
[0049]
根据本发明的第二方面，提供了一种无刷永磁电机，其包括多个相绕组、用于向多个相绕组施加电压矢量的逆变器、以及用于控制逆变器操作的控制器，该控制器配置为监测流过第一相绕组的相电流以确定流过第一相绕组的相电流的过零点，基于流过第一相绕组的相电流的所确定的过零点来预测流过第二相绕组的相电流的极性，并且确定用于控制
逆变器的开关的控制信号的时序，该控制信号的时序用于向相绕组施加电压矢量，该控制信号的时序使用流过第二相绕组的相电流的所预测的极性来确定。
[0050]
根据本发明的第三方面，提供了一种数据载体，包括用于无刷永磁电机的控制器的操作的机器可读指令，以监测流过第一相绕组的相电流，从而确定流过第一相绕组的相电流的过零点，基于所确定的流过第一相绕组的相电流的过零点来预测流过第二相绕组的相电流的极性，并且确定用于控制逆变器的开关的控制信号的时序，该控制信号的时序用于向相绕组施加电压矢量，该控制信号的时序使用所预测的流过第二相绕组的相电流的极性来确定。
[0051]
在适当的情况下，本发明的方面的可选特征可以等同地应用于本发明的其他方面。
附图说明
[0052]
图1是示出根据本发明的电机系统的第一实施例的示意图；
[0053]
图2是示出控制图1的电机系统的方法的流程图；
[0054]
图3是示出用于控制图1的电机系统的波形的第一图；
[0055]
图4是示出用于控制图1的电机系统的波形的第二图；
[0056]
图5是示出用于控制图1的电机系统的电压矢量的示意图；
[0057]
图6是示出用于控制图1的电机系统的五步空间矢量脉宽调制的示意图；
[0058]
图7是示出用于控制图1的电机系统的七步空间矢量脉宽调制的示意图；
[0059]
图8示出了五步和七步空间矢量脉宽调制的终端功率和时间之间的关系；
[0060]
图9示出了在五步和七步空间矢量脉宽调制中施加电压矢量的时序，以及施加中的相关延迟；
[0061]
图10示出了由于软件和硬件引起的开关时间延迟；
[0062]
图11示出了控制图1的电机系统的第二种方法；和
[0063]
图12示出了使用中流过图1的电机系统的相绕组的电流之间的关系。
具体实施方式
[0064]
无刷永磁电机12在图1中示意性示出，并且包括控制系统14。如图1所示，电机12由ac主电源16供电，尽管可以理解，通过对控制系统14进行适当的修改，也可以设想电机12由电池供电的实施例。
[0065]
电机12包括相对于具有六个线圈的定子20旋转的两极永磁转子18。本领域技术人员将会理解，本文所涉及的教导通常适用于具有不同数量的转子磁极和定子线圈的电机。导线缠绕在定子20上以形成三相绕组22，三相绕组22或者以所谓的“星形结构”连接，即三相绕组22通过公共中性节点联接在一起，或者以所谓的“三角形结构”连接，即一个绕组的一端联接到另一个绕组的一端，反之亦然。三相绕组22在本文中将被称为相a、相b和相c，尽管应当理解，也可以使用其他符号，例如u、v、w。
[0066]
控制系统14包括整流器24、dc-dc升压转换器26、dc链路滤波器28、逆变器30、电流传感器32和控制器34。
[0067]
整流器24是二极管的全波桥，其整流ac主电源12的输出以提供dc链路电压。
[0068]
dc-dc升压转换器26是任何合适的升压转换器，其提升dc链路电压并将提升的dc链路电压提供给逆变器30。在一些实施例中，应当理解，可以省略dc-dc升压转换器。
[0069]
dc链接滤波器28包括电容器，该电容器平滑由逆变器30的开关引起的相对较高频率的纹波。
[0070]
逆变器30包括六个功率开关q1-q6的全桥，其将dc链路电压耦合到相绕组22。电源开关q1-q6响应于控制器34提供的信号而被控制，这将在下文中更详细地描述。电源开关q1、q3和q5是高边开关，电源开关q2、q4和q6是低边开关。成对的高边和低边开关定义了逆变器30的支路，例如成对的q1和q2、q3和q4以及q5和q6各自定义了图1中逆变器30的支路。
[0071]
图1中的电流传感器32包括位于对应于开关q1和q2的逆变器30的支路a的低边的分流电阻器r
shunta
。
[0072]
控制器34以下面将进一步详细描述的方式控制逆变器30的功率开关q1-q6的操作。控制器34包括具有处理器、存储设备和多个外围设备(例如adc、比较器、时间器等)的微控制器。存储器设备存储由处理器执行的指令，以及由处理器使用的控制参数。
[0073]
如图1所示，控制器34操作多个控制块来控制电机12。虽然在图1中示出为形成控制器34的一部分的控制块，但是应当理解，也可以设想控制块被存储和/或运行在控制器34的独立部件上的实施例。
[0074]
图1的控制块包括功率查找表36、3d查找表38、电压参考发生器40、开关时间发生器42、开关控制器44和转子位置计算器46。
[0075]
控制图1的电机12以获得期望的功率，因此控制器34从功率查找表36中获得参考功率p
ref
。参考功率p
ref
连同估计的转子速度ωe(其计算将在下文中描述)和dc链路电压v
dc
一起用于索引3d查找表38，以获得期望的电压幅度||v||*和期望的电压相位δ*。
[0076]
期望的电压幅度||v||*和期望的电压相位δ*连同估计的转子位置信号θe(其计算将在下文中讨论)和dc链路电压v
dc
一起被传递到电压参考发生器40。电压参考发生器40产生将要施加到三相绕组22的每一个的电压的α-β轴上的正交表示，其中正交电压表示为和正交电压和的计算如下：
[0077][0078][0079]
其中||v||*为期望的电压幅度，θe为估算的转子位置信号，δ*为期望的相电压，ts为1/f
sw
，f
sw
为采样频率，ωe为估算的转子速度。
[0080]
正交电压和被传递到开关时序发生器42，开关时序发生器42被配置为根据空间矢量脉宽调制方法产生开关时间ta、tb、t0。
[0081]
开关时间ta、tb、t0具有以下关系：
[0082]
t0＝t
s-t
a-tb[0083]
使用以下关系来计算开关时间ta和tb：
[0084][0085][0086]
计算取决于vref
position
的值，如下表1所示。
[0087][0088]
表1
[0089]
开关时间ta、tb、t0的值被传递到开关控制器44，开关控制器44基于开关时间ta、tb、t0使用空间矢量脉宽调制来控制逆变器30的六个功率开关q1-q6。
[0090]
下文将更详细地描述所使用的空间矢量脉宽调制技术的细节，但是现在足以说明控制器34能够控制六个功率开关q1-q6的切换，使得施加适当的电压来驱动转子18的旋转。
[0091]
从上面的讨论中可以理解，为了控制转子18的旋转，需要了解转子位置和转子速度。如现在将要讨论的，控制器34采用无传感器方案来估计转子18的位置和速度，并且响应于估计的转子18的位置和速度来控制逆变器30的功率开关q1-q6的操作。
[0092]
为了采用如图1所示的无传感器方案，控制器34包括转子位置计算器46。转子位置
计算器46包括过零估计器48、电周期计算器50和位置信号发生器52。
[0093]
在图1的实施例中，仅利用了与相绕组a相关的值，尽管可以理解，下面的讨论同样适用于相绕组b或相绕组c。
[0094]
在没有任何显著的饱和或凸极的情况下，任何相绕组22的电压方程可以表示为
[0095][0096]
其中e
phx
是在相绕组x中感应的反电动势，l
selfp
是相绕组x的自感系数，l
mutualphx
是相绕组x与电机的其他相绕组的互感系数，i
phx
是表示流过相绕组x的电流的电流值，r
phx
是相绕组x的电阻，v
phx
是表示施加到相绕组x的电压的参考电压值。
[0097]
过零估计器48使用该电压方程来估计相绕组a中反电动势的过零，现在将对此进行描述。
[0098]
过零估计器48从分流电阻器r
shunta
接收信号ia，该信号ia表示表示流过相绕组a的电流的电流值。过零估计器48还接收来自3d查找表38的期望电压相位δ*和来自电压参考发生器的正交电压在将要施加到三个相绕组中的每一个的电压的α-β轴上的正交表示中，正交电压对应于施加到相绕组a的电压，并且因此可以被视为表示施加到相绕组a的电压的参考电压值，而无需进一步处理。在使用相绕组b和/或c的情况下，可能需要对正交电压和进行进一步处理，以获得表示施加于相绕组b或c的电压的参考电压值。
[0099]
过零估计器48还从位置信号发生器52接收先前估计的转子位置信号θe。这使得转子位置信号能够基于来自过零估计器48的输出被更新。
[0100]
使用自感l
selfp
、电机的相绕组a与其它相绕组的互感l
mutualpha
以及相绕组a的电阻r
pha
(这些都是已知的量)，结合信号ia和正交电压过零估计器48能够以下面的方式确定相绕组a中感应的反电动势的过零点，其中信号ia是表示流过相绕组a的电流的电流值，正交电压是表示施加到相绕组a的电压的参考电压值。
[0101]
对电压方程进行积分，得出代表积分反电动势的关系如下：
[0102][0103]
其中
–
a和a是测量间隔开始和结束时的边界值。该值被表示为bemf
integ
。
[0104]
在相绕组22中感应的反电动势也可以通过具有以下等式的正弦波形相当精确地近似：
[0105][0106]
其中e(t)是反电动势，a是反电动势的幅度，ω是反电动势的角频率，单位为弧度/秒，是反电动势的相位，单位为弧度。噪声(t)表示反电动势信号中存在的任何噪声。反电动势方程中噪声分量的积分接近于零，因此实际上可以忽略不计。
[0107]
如果我们让fs为
–
h至h测量区间内的采样频率，让s为采样时间，t为秒时间，则s＝fst，bemf
integ_norm
值也可以写成正弦反电动势波形在采样区间[-h，h]上的估计积分：
[0108][0109]
如果我们代入s＝(fs/ω)x，则我们得到：
[0110][0111]
可以看出，上面给出的积分的归一化常数是a.(fs/ω)，其中fs是采样频率。还可以观察到，积分极限是以弧度表示的反电动势角度的测量间隔的一半。
[0112]
幅度a与电机速度呈线性关系，通常用电机特定常数m
100k
表示，即100,000rpm速度下的幅度(单位为伏特)。该常数取决于电机结构，随温度轻微变化，并且可以通过电机12的再同步阶段期间的表征来确定。因此，幅度由下式给出：
[0113][0114]
其中，f
rpm
是电机转速，单位为rpm，pp是转子的极对数(本例中为1)。
[0115]
因此，反电动势积分的归一化常数变为：
[0116][0117]
表达式(60fs)/(pp
·
105)等于四极电机在100,000rpm时每个电周期的样本数，即在指定m常数的速度下。这可以被认为是频率归一化因子，而m.103可以被认为是幅度归一化因子。
[0118]
因此，从已知的反电动势幅度和频率值可以看出，我们可以使用以下关系计算相绕组中感应的反电动势的相位：
[0119][0120]
用于单位幅度，周期为2π。
[0121]
从上面反电动势方程的积分中，我们知道：
[0122][0123]
然后，通过利用表示流过相绕组的电流的电流值、表示施加到相绕组的电压的参考电压值，并将分母的自变量转换成弧度，我们可以确定的值。然后通过应用反正弦函数获得相位
[0124]
一旦计算出相位，对于给定的转子速度存储在存储器中的已知的幅度和/或频率值，或者实际上对于给定的转子速度计算出的幅度和/或频率值，可以与相位结合使用，以
确定在相绕组22中感应的反电动势的过零点，例如使用反电动势波形的表示。
[0125]
图2的流程图示出了确定转子18位置的方法100。
[0126]
方法100包括测量102指示流过相绕组a的电流的电流值，并且提供104指示施加到相绕组a的电压的参考电压值。方法100包括使用测量的电流值和参考电压值计算106在相绕组a中感应的反电动势的相位，并且使用计算的在相绕组中感应的反电动势的相位确定108在相绕组中感应的反电动势的过零点。该方法包括并且使用110在相绕组中感应的反电动势的计算相位来产生转子位置信号。
[0127]
了解在相绕组22中感应的反电动势的过零点允许计算各种值，这些值可以由电周期计算器50和位置信号发生器52使用，以生成估计的转子位置信号θe。特别地，过零估计器48输出从先前的反电动势过零点到最近的采样周期的开始的时间周期的值bemfzc_to_sofs，以及从先前的反电动势过零点到最近采样周期结束的时间周期bemfzc_to_eofs，bemfzc_to_sofs和bemfzc_to_eofs输出到电周期计算器50，以及哪个相位被采样的指示ph_sampled，在这种情况下是相位a。
[0128]
采样周期相对于先前的反电动势过零事件的中期角度mid_period_angle可以根据的值使用反正弦函数计算：
[0129][0130][0131]
中期时间mid_period_time由以下公式得出:
[0132][0133]
其中t
a_old
是先前已知或先前计算的电周期。
[0134]
然后，从先前的反电动势过零点到最近采样周期开始的时间周期bemfzc_to_sofs，以及从先前的反电动势过零点到最近采样周期结束的时间周期bemfzc_to_eofs计算如下：
[0135][0136][0137]
这些值被传递给电周期计算器50。
[0138]
电周期计算器50使用下式计算在相绕组22中感应的反电动势的过零点之间的电周期：
[0139]
ta
period
＝bemfzc_to_eofs
old
deltat-bemfzc_to_eoft
[0140]
其中，bemfzc_to_eofs
old
是从先前计算或已知的反电动势过零事件到先前采样周期结束的时间周期，deltat由deltat＝timer
enda-timer
enda_old
给出，其中timer
enda
是采样结束时的时间值。
[0141]
电周期计算器50向位置信号发生器52输出计算的电周期ta
period
和从先前的反电动势过零点到最近采样周期结束的时间周期bemfzc_to_eofs，该时间周期也被称为相位延
迟phasea
delay
，同时还使用计算的转子速度，同时还使用计算的转子速度来索引3d查找表38。
[0142]
位置信号发生器52使用以下关系生成估计的转子位置信号θe：
[0143][0144]
其中t是运行时间，在采样周期结束时，即在timer
enda
时，该时间被重置为零。
[0145]
估计的转子位置信号θe以在相绕组a中感应的反电动势的负到正过零点为基准，估计的转子位置信号θe被传递到电压基准发生器40，以用于如上所述控制电机12。
[0146]
以这种方式，控制器34可以以无传感器的方式获得估计的转子位置信号θe，而不需要传感器或额外的硬件部件。上面讨论的各个时间周期之间的关系可以在图3和图4中看到。
[0147]
在图1的实施例中，在估计转子位置信号θe的生成中仅利用相绕组a，并且估计转子位置信号θe仅在每个电周期更新一次，即每360电角度更新一次。
[0148]
从上面的讨论可以看出，指示流过相绕组a的电流的电流值的知识对于生成估计的转子位置信号θe是必要的，因此，指示流过相绕组a的电流的电流值需要被测量足够长的时间，以在转子18的位置估计中提供期望的精确度。在本实施例中，表示流过相绕组a的电流的电流值是在整个三分之一电周期内测量的，即120度。这是通过图1中的电流传感器32实现的，即分流电阻器r
shunta
，其位于对应于开关q2的逆变器30的支路a的低边。
[0149]
考虑到这一点，可以看出需要一种控制方案，其中开关q2在整个三分之一的电周期(即120度)内被激活。
[0150]
在这种情况下，控制器34在120度电周期期间采用五步空间矢量脉宽调制控制方案，其中需要使用分流电阻器r
shunta
来测量电流。参考图5和图6，示出了这种五步空间矢量脉宽调制控制方案。
[0151]
对于传统的空间矢量脉宽调制，在电周期的60度周期内使用四个电压矢量，v0(000)、v7(111)以及由vref
position
定义的与参考电压矢量相邻的两个电压矢量，其中0表示对应的六个功率开关q1-q6中的一个低边开关导通，1表示对应的六个功率开关q1-q6中的一个高边开关导通。因此，例如，对于电压矢量v1，对应于相a的高边开关导通，而相b和相c的低边开关导通，这通常标记为(100)。与参考电压矢量相邻的两个电压矢量中的一个每60度电周期改变一次，从而导致在电周期的不同60度部段中使用不同的开关周期。传统空间矢量脉宽调制中使用的不同电压矢量如图5所示。
[0152]
在期望测量流过相绕组a的电流的120度电周期中，控制器34采用利用五步空间矢量脉宽调制的开关周期，如图6所示。五步空间矢量脉宽调制不同于上述传统的空间矢量脉宽调制，因为使用了三个电压矢量而不是四个，省略了零电压矢量v7(111)。在图6所示的开关周期实施例中，使用的三个电压矢量是v0(000)、v3(010)和v4(011)。因此，可以看出，对于图6所示的五步空间矢量脉宽调制，在施加电压矢量v0(000)、v3(010)和v4(011)期间，低边开关q2接通。电压矢量v0(000)、v3(010)和v4(011)在一个开关周期内按顺序施加，只有一个开关在相邻施加的电压矢量之间改变状态。例如，如图6所示，施加的电压矢量序列为v0、v3、v4、v3、v0。
[0153]
图6所示的开关周期在电周期的60度部分重复几次，在此期间，希望监测流过相绕组a的电流，连同另一个五步空间矢量脉宽调制开关周期，该开关周期利用电压矢量v0(000)、v4(011)和v5(001)，该开关周期也共享低边开关q2在施加每个电压矢量期间被接通的共同特征，在电周期的另一个60度部分被施加。
[0154]
通过采用上述五步空间矢量脉宽调制，流过相绕组a的电流可以在120度的电周期内被监测，从而能够使用上述确定转子18位置的方法100。
[0155]
如果五步空间矢量脉宽调制用于整个电周期，即360度的电周期，那么与利用具有四个电压矢量的传统空间矢量脉宽调制的控制方案(即所谓的七步空间矢量脉宽调制，其在图7中相对于利用v0(000)、v1(100)、v2(110)和v7(111)的开关周期示出)相比，有效开关频率将会降低。实际上，五步空间矢量脉宽调制的有效开关频率是七步空间矢量脉宽调制的有效开关频率的三分之二。
[0156]
申请人已经观察到，与七步空间矢量脉宽调制相比，使用五步空间矢量脉宽调制可能导致峰间电流纹波增加，这导致在转子18的永磁体中感应出更高的涡流，并因此导致磁体温度增加和转子损耗增加。
[0157]
假设仅需要在120度的电周期内应用5步空间矢量脉宽调制来获得上述估计转子18的位置的方法100所需的电流测量值，则本发明的控制器34在120度的电周期内实施五步空间矢量脉宽调制，然后在剩余的240度的电周期内实施七步空间矢量脉宽调制。
[0158]
从图7的示例开关周期可以看出，在电周期的一个60度周期的七步空间矢量脉宽调制期间，使用电压矢量v0(000)、v1(100)、v2(110)和v7(111)。很明显，零电压矢量v7(111)是通过接通所有高边开关q1、q3、q5并断开所有低边开关q2、q4、q7来施加的电压矢量。电压矢量v0(000)、v1(100)、v2(110)和v7(111)在一个开关周期内按顺序施加，只有一个开关在相邻施加的电压矢量之间改变状态。例如，如图7所示，施加的电压矢量序列为v0、v1、v2、v7、v2、v1、v0。图7的开关循环可以在电周期的60度部分上重复，连同利用零电压矢量v0(000)和v7(111)以及相应的相邻电压矢量对v2(110)和v3(010)、v5(001)和v6(101)以及v6(101)和v1(100)的开关循环也应用于电周期的相应60度部分。通过在240度的电周期中应用包括零电压矢量v1(111)的该更大的电压矢量组，其中对于上述方法100不需要测量流过相绕组a的电流，可以降低转子损耗和转子温度。
[0159]
图8示出了五步和七步空间矢量脉宽调制以及本发明的控制器34所采用的混合五步和七步空间矢量脉宽调制的终端功率随时间变化的曲线图。从该图中，可以推断出本文讨论的降低峰间值电流纹波的益处。
[0160]
然而，这里还可以看出，平均转子功率在应用五步空间矢量脉宽调制的电周期部分和应用七步空间矢量脉宽调制的电周期部分之间变化。
[0161]
为了在控制器34采用的五步和七步脉宽调制期间实现相等的平均转子功率，施加与参考电压矢量相邻的两个电压矢量和零电压矢量的相应有效时间段(ta，tb，t0)必须相等。参照图9，可以看出：
[0162]
tb＝t3 t6
[0163]
ta＝t2 t7
[0164]
t0＝t1 t4 t5 t8
[0165]
应当理解，尽管图9示出了c支路总是接通低边开关，但是在本公开的上下文中，实
际上是a支路总是接通其低边开关。
[0166]
图9和图10示出了开关引起的时间延迟，从图中还可以看出，由于每个开关事件期间的硬件延迟(hwoff、hwon)和软件死区时间(swdead)，逻辑控制信号(sx edge)的有效变化与所施加电压矢量的变化之间存在一定的时间延迟。
[0167]
已经发现，改变施加的电压矢量的有效延迟量取决于流过相绕组的电流方向，以及改变施加的电压矢量是否需要从低边开关转换到高边开关，或者从高边开关转换到低边开关。下表2说明了这种关系。
[0168] iphx》0iphx《0txriseswdead hwonhwofftxfallhwoffswdead hwon
[0169]
表2
[0170]
从图6、7和9中可以看出，在一个开关周期中，在七步空间矢量脉宽调制期间有六个开关事件发生，相比之下，在五步空间矢量脉宽调制期间只有四个开关事件发生。由于这种不同数量的开关事件，与利用七步空间矢量脉宽调制的开关周期内的误差相比，在利用五步空间矢量脉宽调制的开关周期内，改变所施加的电压矢量的误差总量是不同的。这种差异导致了上述平均转子功率的差异。
[0171]
为了克服这一点，本发明的控制器34采用所谓的“死区补偿”，其中逻辑控制信号的时序相对于如果不应用死区补偿将会使用的控制信号被移动，即在时间上提前或延迟。
[0172]
如上所述，改变所施加的电压矢量的有效延迟量取决于流过相绕组的电流方向，因此需要知道流过相绕组的电流方向，以便在正确的时间施加逻辑控制信号，从而实现上述死区时间补偿。然而，上面讨论的无刷永磁电机12仅能够测量流过相绕组a的电流，因为仅具有对应于相绕组a的位于逆变器30的支路的低边的单个分流电阻器r
shunta
。
[0173]
因此，本发明利用方法200，其中基于流过相绕组b和c的预测相电流来导出控制信号的正确时序，现在将参照图11进行描述。
[0174]
方法200包括监测202流过相绕组a的相电流以确定流过相绕组a的相电流的过零点，以及基于所确定的流过相绕组a的相电流的过零点来预测204流过相绕组b和c的相电流的极性。方法200包括确定206控制信号的时序，以控制逆变器30的开关向相绕组a、b和c施加电压矢量，其中使用所预测的流过第二相绕组的相电流的极性来确定控制信号的时序。
[0175]
通过基于使用分流电阻器r
shunta
测量的流过相绕组a的相电流的确定的过零点来预测流过相绕组b和c的电流的极性，可以确定逆变器30的开关的控制信号的正确时序，以应用上述死区时间补偿，这可以导致在由控制器34应用五步空间矢量脉宽调制的电周期部分和应用七步空间矢量脉宽调制的电周期部分之间的平均转子功率更加相等。
[0176]
方法200的预测方面通过流过图12所示的相绕组a、b和c的电流之间的60度电角度偏移来实现。特别地，在流过相绕组a的电流中检测到极性从正到负的转变的情况下，如图12中的210所示，流过相绕组c的电流中极性从负到正的转变，如图12中的212所示，可以在60电角度之后预测，并且流过相绕组b的电流中极性从正到负的转变，如图12中的214所示，可以在120电角度之后被预测(即，在流过相绕组c的电流的极性从负到正的预测转变之后的60电角度)。这使得流过相绕组b和c的电流方向能够被预测，并且用于开关q1-q6的控制信号的正确时序能够被确定。
[0177]
七步和五步空间矢量脉宽调制的死区补偿控制信号的示例性时序如以下代码所示，其中：
[0178]“sn”是图5中定义的扇区号
[0179]“swdt”是软件死区延迟
[0180]“hwon”是硬件接通延迟
[0181]“hwoff”是硬件关闭延迟
[0182]
ix_dir是x相的电流方向(0＝负，1＝正)
[0183]
七步空间矢量脉宽调制
[0184]
％死区补偿(停留时间法)
[0185]
[0186][0187]
七步空间矢量脉宽调制
[0188]
[0189][0190]
五步空间矢量脉宽调制
[0191]
％死区补偿(停留时间法)
[0192]
[0193]
[0194]
[0195][0196]
通过利用控制信号的这种时序来施加相关的电压矢量，可以实现控制器34施加五步空间矢量脉宽调制的电周期部分和施加七步空间矢量脉宽调制的电周期部分之间的平均转子功率的更大的相等性。
[0197]
尽管上面讨论了需要测量流过相绕组a的电流以实现方法100，但是应当理解，也可以利用相b或相c，其中分流电阻器的位置用作电流传感器32，并且使用五步空间矢量脉宽调制施加的电压矢量被相应地修改。同样，将会理解，在使用两相来估计转子14的位置的情况下，可能需要两个分流电阻器，并且因此对于240度的电周期可能需要五步空间矢量脉宽调制，对于剩余的120度的电周期应用七步空间矢量脉宽调制。